SVPWM过调制算法实现
我们知道SVPWM的在线性调制区的其最大的输出电压为Udc/sqrt(3),采用过调制的方法，可以时输出的基波幅值达到*2Udc/Π*。在永磁同步电机高速运行时，由于电枢反电动势的限制了逆变器的输出，通常我们会采用弱磁拓速的方法，拓展电机的调速范围。使用过调制方法，可以提高直流母线电压的利用率，但是也会使谐波的含量增加。对于电动汽车的应用场合，一般直流母线电压较低，由于电源内阻的影响，母线电压还会随输出功率的上升而下降，这种情况对高速弱磁下的高功率输出十分不利。高速下如何提高驱动电机的输出功率是电动汽车电驱动系统需要迫切解决的一个问题。逆变器工作在六拍波状态输出的相电压基波幅值可达0．637UDc，过调制控制可提高直流母线电压的利用率，是增加最大输出转矩、扩展电机运行范围的一种有效方法。
定义调制比
，其中 为给定的参考电压矢量， 为逆变器输出的最大电压矢量=
将过调制区分为1区和2区。
1.1 过调制1区
将超出正六边形的电压矢量部分减少其参考电压幅值，将其约束在六边形的边界上， 未超出边界部分提高其电压输出矢量，以补偿超出正六边形边界时的电压损失。这样，在一个SVPWM周期中，补偿后的电压矢量与给定电压矢量相比，只是幅值上有所变化，相角不曾改变，二者是同步关系。其中 α 的大小与调制比的变化有关。当 α 等于最大值 π/6 时，空间电压矢量轨迹为正六边形内切圆，此时达到线性调制的极限状态，调制比 m = 0. 866; 当 α 等于最小值 0时，调制比 m = 0. 909，空间电压矢量轨迹为正六边形，此时达到过调制方式Ⅰ的极限状态。
1.2 过调制Ⅱ区控制算法
如果继续增加调制比，将没有区域可以对电压进行补偿，因此将进入过调制Ⅱ区。此时输出电压矢量先保持为基本电压矢量 Usix，当给定电压矢量旋转过 β 度时，再以与给定电压矢量同步的相位关系沿六边形的边沿输出，每扇区的最后 β 度仍输出基本电压矢量。与过调制方式Ⅰ不同，在一个 PWM 周期内，经过电压补偿后的空间电压矢量和给定空间电压矢量相比，幅值改变且相角发生跳变。控制角 β 的变化取决于调制比的变化，β 取最小值 0 时，实际输出电压轨迹为正六边形，达到过调制模式Ⅰ的极限状态; β 取最大值 π/3时，实际输出电压为六阶梯波，调制比 m 为 1，达到过调制模式 Ⅱ 的极限状态。
仿真实现：
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参考文献：[1]王旭东, 张思艳, 余腾伟. SVPWM过调制中控制角算法的分析与应用[J]. 电机与控制学报, , 014(012):63-67.
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