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LM2677，是TI公司生产的高效率5A开关buck稳压器，由于它内部具备的lowON-registerDMOS功率开关，
使得它能够驱动大电流负载。LM2677有+3.3V、+5V、+12V和AJUSTABLE四个版本，
其中AJUSTABLE的输出范围是1.2V~37V，使用它可以做一个可调的恒压源。
官方手册中给出的AJUSTABLE典型应用电路如下：
在上图中，R1固定为1K，选择不同的R2值，就能得到不同的输出电压。
VOUT=VREF*(R1+R2)/R1其中VREF=1.21V。
如果需要得到14.8V的输出，那么R2选择11.23KΩ就可以了。
要制作一个手动可调的恒压源，将R2换成一个电位器即可。
用户拧动电位器，使其有效阻值变化，LM2677的输出也会随之变化。
LM2677的内部工作原理，是使用VOUT反馈到FB端的电压，与参考电压VREF比较，构成一个负反馈网络。
VOUT反馈到FB的电压，可以直接使用电阻来实现（如使用电位器），
也可以使用运算放大器构成的电路（如方案一），
实际上，只要是能将VOUT反馈到FB端的任何方式，都可以实现调节功能，
比如使用AD采集VOUT，然后使用DA反馈到FB。
J1是+28V电源输入接口。也可输入不大于40V的任意电压，（输出电压会稍低于输入电压）。
输入非+28V电压，也会获得正确的输出电压，但结果由设计保证，不做测试。
因为这块电路板有数字部分和模拟部分，所以布线的时候需要把地平面分开，
数字部分的+5V/GND在U1处单点共地（为什么不在电源入口J1处单点共地呢？
因为LM2596的输出+5V在U1处输入数字部分，在这个地方共地，电源构成的环路最小）。
电感附近不建议放置信号线，所以IC3(LM2677)的6号引脚以及IC1(LM2596)的4号引脚上面的线，
都离电感较远。数字部分的地平面采用reliefconnect，模拟部分的地平面采用directconnect，
因为数字部分的电流较小，而模拟部分的大电流可能会烧坏焊盘的leader。
这种方案，需要使用AD和DA芯片，看起来是最复杂。但是由于数控方案本身需要UART
（或其他通讯协议）的功能而必须使用MCU，而目前的MCU集成了AD和DA部分，
所以反而在电路实现上最为简单。
（32位CORTEX-M3的ARM异军突起，使得集成AD和DA的单片MCU价格也在二十元以下，
而使用8位MCU配合DA和AD芯片的成本，已经超过了前者。
虽然使用前者强大的32位处理功能，来实现单一的电压调节，实在是有点浪费啊-_-~~~）
图中，VOUT经过R14和R16分压之后，输入至AD采样，结果经过运算之后，
转换出相应的DA值，经过R13，反馈到FB上。
使用R11连接+24V，这样即使DAC_OUT失效，输出也会保持在很低的安全电压下。
D4的作用是将DAC_OUT电压钳位在+3.3V上，保护DA输出引脚。
只要DAC_OUT能够以正确的比例反映ADC_IN的值，那么这个负反馈网络就构建成功。
OFF引脚具备内部上拉，如果悬空则芯片会一直工作。
加上R17下拉到地，使得MCU未工作时LM2677处在关断状态。
大电流器件的说明（这一小节的内容，参看LM2677的用户手册更好哈~~）
LM2677可提供5A的负载电流，它的外围功率器件也必须达到至少5A负载能力，
而且在大电流开关稳压器的应用中，器件的选择上还有其他一些要十分注意的地方。
（虽然关于器件的选择理由，这一部分内容在用户手册中十分晦涩，但是读懂了之后会获益良多～～
作为数字电路设计偏多的人，这一部分俺已经看了多遍，可还是在半懂不懂之间～～）
此块电路板在上电时有打火现象，通过直流电源观察到，启动电流超过了3A的阈值，
可以清晰的听到直流电源继电器的声音。过了启动瞬间之后，电流会立刻降低到10mA以下。
从前设计的电路板，使用LM2596作为电路板稳压芯片，并使用220uF的输入电容，
+12V输入电压，打火情况几乎可忽略不计，它引起的电流冲击也不会造成器件的破坏，
所以也没有做消除打火的措施。而这块电路板打火现象非常严重，
调试工具USB/RS232转换线也跟着不正常。所以增加消除打火的电路就变得非常必要了。
打火现象主要是由于输入电容太大引起的。LM2677的输入电容2200uF。
消除打火，就是要给电容预充电(pre-charge)。
以下灰色字体的内容来自维基百科的pre-charge词条：
“Pre-chargeofthepowerlinevoltagesinahighvoltageDCapplication
isapreliminarymodewhichcurrent-limitsthepowersourcesuchthat
acontrolledrisetimeofthesystemvoltageduringpowerupisachieved.”
“Whenahigh-voltagesystemisdesignedappropriately
tohandletheflowofmaximumratedpowerthroughitsdistributionsystem,
thecomponentswithinthesystemcanstillundergoconsiderablestress
uponthesystem‘powerup’.Insomeapplications,theoccasiontoactivate
thesystemisarareoccurrence,suchasincommercialutilitypowerdistribution
whichistypicallyonalmostallofthetime.
Yetinothersystemssuchasinvehicleapplications,
activationwilloccurwitheveryindividualuseofthesystem.
Whenalonglifeofthecomponentsandahighreliabilityofthehighvoltagesystem
isneeded,thenapower-upmethodwhichreducesandlimitsthepower-upstressisrequired.”
pre-charge可以限制电流输出，并在power-up时控制板上电压的上升时间，
虽然一个设计得很好的high-voltage系统能够承受power-up的冲击，但是需要经常启动的系统，
比如车辆应用，需要提高器件寿命和可靠性时，使用pre-charge就很必要。
“In-rushcurrentsintocapacitivecomponentsareakeyconcerninpower-upstresstocomponents.
WhenDCinputpowerisappliedtoacapacitiveload,thestepresponseofthevoltageinputwill
causetheinputcapacitortocharge.Thecapacitorchargingstartswithaninrushcurrentandends
withanexponentialdecaydowntothesteadystatecondition.
Whenthemagnitudeoftheinrushpeakisverylargecomparedtothemaximumratingofthecomponents,
thencomponentsstressistobeexpected.
ThecurrentintoacapacitorisknowntobeI=C(dV/dT):
thepeakinrushcurrentwilldependuponthecapacitorCandtherateofchangeofthevoltage(dV/dT).
Theinrushcurrentwillincreaseasthecapacitancevalueincreases,andtheinrushcurrentwill
increaseasthevoltageofthepowersourceincreases.
Thissecondparameterisofprimaryconcerninhighvoltagepowerdistributionsystems.
Bytheirnature,highvoltagepowersourceswilldeliverhighvoltageintodistributionsystem.
Capacitiveloadswillthenbesubjecttohighinrushcurrentsuponpower-up.
Thestresstothecomponentsmustbeunderstoodandminimized.”
In-rush电流（浪涌电流）是电容的关键参数。电容充电始于in-rushcurrent，结束于指数级衰退。
电容的电流为I=C(dV/dT)，因此电容的容值越大，电源电压的上升趋势越大，inrush电流也会越大。
从上表看出，如果输入电容11000uF，电源电压在10ms内升至+28V，inrush电流会到31A。
而LM2677的输入电容为2200uF，inrush电流约为6.2A。
“Thefunctionalrequirementofthehighvoltagepre-chargecircuitis
tominimizethepeakcurrentoutfromthepowersourcebyslowingdown
thedV/dToftheinputpowervoltagesuchthatanew‘pre-chargemode’iscreated.
Ofcoursetheinductiveloadsonthedistributionsystemmust
beswitchedoffduringthepre-chargemode.
Whilepre-charging,thesystemvoltagewillriseslowlyandcontrollably
withpower-upcurrentneverexceedingthemaximumallowed.
Asthecircuitvoltageapproachednearsteadystate,thenthepre-chargefunctioniscomplete.
Normaloperationofapre-chargingcircuitistoterminatepre-chargemode
whenthecircuitvoltageis90%or95%oftheoperatingvoltage.
Uponcompletionofpre-charging,thepre-chargeresistanceisswitched
outofthepowersupplycircuitandreturnstoalowimpedancepowersourcefornormalmode.
Thehighvoltageloadarethenpoweredupsequentially.”
既然电容通常不方便修改，那么就可以通过减慢dV/dT来减小inrush电流。
当pre-charge进行时，不能接通感性负载，如电机。当到达operation电压的90%或者95%时，
pre-charge就可以终止。终止后，可以将pre-charge电阻短接，以减少功耗。
“Thesimplestinrush-currentlimitingsystem,
usedinmanyconsumerelectronicsdevices,isaNTCresistor.
Whencold,itshighresistanceallowsasmallcurrenttopre-chargethereservoircapacitor.
Afteritwarmsup,itslowresistancemoreefficientlypassedtheworkingcurrent.”
最简单的pre-charge电路，是使用一个NTC热敏电阻。
启动时，它的温度较低，阻值较大，用来给电容充电；随着温度升高，阻值变小，用来通过工作电流。
也有使用继电器的pre-charge方案，它能完全短接pre-charge电阻，从而最大限度的减少功耗。
考虑到继电器的硬件成本和功耗，LM2677这个电路还是采用了NTC热敏电阻的方案。
那剩下的工作，就是选择合适的NTC电阻了。
以下灰色字体的内容来自/news_content-79990.html：
“滤波电容的大小决定了应该选用多大尺寸的NTC。对于某个尺寸的NTC热敏电阻来说，允许接入的滤波电容的大小是有严格要求的，
这个值也与最大额定电压有关。在电源应用中，开机浪涌是因为电容充电产生的，因此通常用给定电压值下的允许接入的电容量来
评估NTC热敏电阻承受浪涌电流的能力。对于某一个具体的NTC热敏电阻来说，所能承受的最大能量已经确定了，根据一阶电路中
电阻的能量消耗公式E=1/2×CV2可以看出，其允许的接入的电容值与额定电压的平方成反比。简单来说，就是输入电压越大，
允许接入的最大电容值就越小，反之亦然。”
“NTC热敏电阻产品的规范一般定义了在220Vac下允许接入的最大电容值。假设某应用条件最大额定电压是420Vac，
滤波电容值为200μF，根据上述能量公式可以折算出在220Vac下的等效电容值应为200×4202/2202=729μF，
这样在选型时就必须选择220Vac下允许接入电容值大于729μF的型号。”
“电子产品允许的最大启动电流值决定了NTC热敏电阻的阻值。假设电源额定输入为220Vac，内阻为1Ω，
允许的最大启动电流为60A，那么选取的NTC在初始状态下的最小阻值为Rmin=(220×1.414/60)-1=4.2(Ω)。”
“产品正常工作时，长期加载在NTC热敏电阻上的电流应不大于规格书规定的电流。
根据这个原则可以从阻值大于4.2Ω的多个电阻中挑选出一个适合的阻值。当然这指的是在常温情况下。
如果工作的环境温度不是常温，就需要按下文提到的原则来进行NTC热敏电阻的降额设计。”
“电源设计中使用NTC热敏电阻型浪涌抑制器，其抑制浪涌电流的能力与普通电阻相当，
而在电阻上的功耗则可降低几十到上百倍。对于需要频繁开关的应用场合，电路中必须增加继电器旁路电路
以保证NTC热敏电阻能完全冷却恢复到初始状态下的电阻。在产品选型上，要根据最大额定电压和滤波电容值选定产品系列，
根据产品允许的最大启动电流值和长时间加载在NTC热敏电阻上的工作电流来选择NTC热敏电阻的阻值，同时要考虑工作环境的温度，适当进行降额设计。”
最大工作电流>电源回路工作电流
标称电阻值R≥1.414*E/Im；E为线路电压，Im为浪涌电流
材料常数B值越大，残余电阻越小，温升越小
时间常数与耗散系数的乘积越大，热容量越大，抑制浪涌电流的能力也越强
能否不加pre-charge电路，而通过缓慢升高电源电压来避免inrushcurrent呢？
当然可以。如果使用直流电源，那缓慢的拧动输出旋钮就行。如果是使用开关电源，那还是算了吧。
下图是5V10A的开关电源的输出波形（空载），它可是在10ms内就从0V升到了+5V。
理论分析很麻烦，但是结论通常都很简单。通常确定最大工作电流和标称阻值之后，就能选定NTC的型号。
在LM2677的应用中，最大工作电流需要>5A，标称电阻值需要R≥(1.414*28/7)=5.656Ω。
NTC6D-20、NTC8D-20、NTC10D-20都是不错的选择，使用时串在电源线正极上即可。
开关稳压芯片的最大负载电流，实际使用的时候往往达不到技术手册上的标称值。比如LM2677的标称最大负载电流是5A，
但是实际上往往到不了4A，再增大负载时，输出电压会被拉下来。这是为什么呢？难道是芯片买到假货了吗？
并联输出电容，能够稍微的增大负载能力，因为并联降低了输出电容的ESR，也减轻了在电容上的损耗。
可是，这个措施能带来的改进，实在是很小。LM2677的输出电容，即使并联了5个，
能够提高的负载能力也不过不到0.2A而已。其实switchregular能否到达标称负载能力的关键，
在于它的thermalmanagement。散热有那么重要么？散热就是有那么重要！
在/forum/reviews/lm2596-dc-dc-step-down-modules-load-testing/
这个论坛中也提到类似的问题：使用3A的regularLM2596时，当负载电流为2.5A时，不到一分钟，输出电压就会被拉下来。
LM2677输入+28V电流4A时，输入功率112W，热功率112W*8%=8.96W，因此需要15.29cm2*6.72=137cm2的面积。
LM2677的TO263背板过孔不用太大（12mil），但是要很多。
散热片加在LM2677的bottom比加在top要好。从图上来看，散热片的面积不用很大，覆盖exposedpad即可。
（要达到标称的5A负载，在器件的选择和散热的处理上，都要狠下功夫。目前这块电路板，调整过输出电容、输出电感、
钳位二极管，修改过散热措置，但是能达到的最大负载电流只有3.8A（输出电压5V情况下），
而且随着输入输出压差的减小，最大负载电流也会减小~~更深的研究，就留给各位感兴趣的童鞋吧~~）
使用数字控制来实现LM2677的模拟控制，最简单的程序实现方案莫过于，使用ADC的值乘以相应的比例，给出DAC的值。
这种方案里，没有算法，没有数字PID，ADC采到什么，DAC就给出什么。简单，直接，有效。
程序需要实现以下步骤：
在定时器中断服务程序中，采集10次voltageOut的值，做平均值滤波；使用voltageOut，计算实际比例的LM2677输出(mV)；按照指令中的理想输出，计算理想的等效反馈电阻resFeed；根据理想的等效反馈电阻resFeed和实际的反馈电阻，计算应有的反馈电压；根据反馈电压，计算并给出对应的DAC值；启动下一次ADC；
增量式数字PID算法的用途非常广泛，几乎能想到的控制，都可以用它来实现，最常见的如直流电机的速度闭环。
对于LM2677的电路来说，设定值就是用户输入的理想输出电压，输出值就是LM2677的实际输出电压，
控制量就是加在LM2677反馈引脚上的DAC输出值。LM2677的MCU程序需要实现的功能就是，
采集LM2677的实际输出电压，和用户输入的理想输出电压比较，根据比较出来的偏差，
调整LM2677反馈引脚上的DAC输出值，直到使实际输出电压等于理想输出电压。
100us的调节时间，用定时器TIM2的溢出中断来实现，但是PID调节的计算并不在中断服务程序中。
TIM2_IRQHandler仅仅做了一件事情，就是启动一次ADC扫描。扫描完成之后，ADC的数据会经由DMA通道传输到指定地址的数组中，
DMA1_Channel1_IRQHandler是DMA中断，当需要扫描的ADC通道都转换完成之后，DMA中断被触发，在这里进行PID运算。
void TIM2_IRQHandler( void ){if ( TIM_GetITStatus( TIM2, TIM_IT_Update ) != RESET ){TIM_ClearITPendingBit( TIM2, TIM_IT_Update );auu.dmaFlag = TRUE;adc_startScan( );}}void DMA1_Channel1_IRQHandler( void ){if ( DMA_GetITStatus( DMA1_IT_TC1 ) != RESET ){DMA_ClearITPendingBit( DMA1_IT_TC1 );if ( auu.dmaFlag == TRUE ){auu.dmaFlag = FALSE;regular_pid( );}}}
PID为数字增量式，
buu.vol_set是用户给定的输出电压值，
buu.vol_out为实际采回来的输出电压值，
auu.voltageOut为ADC的运算结果，
auu.voltageFeed为DAC的给定结果。
struct __pid{int32_t vol_set;int32_t vol_out;int32_t vol_feed;int32_t vol_preError;int32_t vol_preDError;int32_t vol_P;int32_t vol_I;int32_t vol_D;int32_t deadline;};struct __pid buu;uint8_t regular_pid( void ){int32_t i = 0;int32_t error_t, derror_t, dderror_t;for ( auu.voltageOut = 0, i = 2; i < ADC_NUM; i++ )auu.voltageOut += adcResult[ i ];auu.voltageOut /= ( ADC_NUM - 2 );auu.voltageOut = ( auu.voltageOut * ( VOUT_RES_H + VOUT_RES_L ) / VOUT_RES_L )* ( 3300 / 4 ) / ( 4096 / 4 );buu.vol_set = auu.voltageSet;buu.vol_out = auu.voltageOut;error_t = buu.vol_set - buu.vol_out;derror_t = error_t - buu.vol_preError;dderror_t = derror_t - buu.vol_preDError;buu.vol_preError = error_t;buu.vol_preDError = derror_t;if ( !( ( error_t < buu.deadline ) && ( error_t > -buu.deadline ) ) )buu.vol_feed += buu.vol_P * derror_t + buu.vol_I * error_t / 100+ buu.vol_D * dderror_t / 100;auu.voltageFeed = buu.vol_feed / 1000;auu.voltageFeed = 3114 - auu.voltageFeed;if ( auu.voltageFeed > 3114 + 980 )auu.voltageFeed = 3114 + 980;if ( auu.voltageFeed < 3114 - 980 )auu.voltageFeed = 3114 - 980;DAC_SetChannel1( auu.voltageFeed );return 0;}
这是一个很典型的增量式数字PID算法，error_t是误差，derror_t是误差之差，dderror_t是误差之差的差。
通过PID运算buu.vol_feed之后，乘以相应的比例，给出DAC的值。
理想情况下，输出电压会以一个缓慢的趋势到达指令值。实际情况是，这“一个缓慢的趋势”与负载大小有关系，负载大，则趋势快；
负载小，则趋势慢。所以在不同的负载电流下，需要不一样的PID参数值。
（调节PID参数，是一件吃力不讨好的事情，枯燥无趣，而且很难掌握一个绝对的规律。
所以才会有那么多人去研究更高级的PID算法，比如神经网络、模糊数学、马尔可夫算法等等~~~
尼玛用好控制理论真是一门很不简单的工作~~~~）
三个PID参数分别为buu.vol_P、buu.vol_I、buu.vol_D。
不同的参数会获得不同特性的输出。经过调试，发现如果使用下面的参数表，会获得相当不错的波形。
这几张张表中都没有0A负载电流的情况，是因为负载太小时PID失去了调节能力。
不论指令电压给了多少，输出电压都几乎等于输入电压。而加大负载之后，输出电压会调节到指令电压位置。
总结，使用LM2677制作的这个恒压源，比起使用运放的方案，
硬件成本更低，噪声稍大，调节速度稍逊，适用于不方便使用PWM调制的电阻性负载。
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